高效的电源转换在很大程度上取决于系统中使用的功率半导体器件。由于功率器件技术一直在改进，大功率应用的效率慢慢的升高并且尺寸越来越小。此类器件包括 IGBT 和 SiC MOSFET，它们具有高电压额定值、高电流额定值以及低导通和开关损耗，因此很适合大功率应用。具体而言，总线V 的应用要求器件电压额定值大于 650V，以留有足够的裕度，从而确保安全运作。包括工业电机驱动器、电动汽车/混合动力汽车(EV/HEV)、牵引逆变器和可再次生产的能源光伏逆变器在内的应用具有几千瓦 (kW) 到一兆瓦 (MW) 甚至更高的 功率水平。

  SiC MOSFET 和 IGBT 的应用具有相似的功率水平，但随频率的增加而产生差异，如图 1 所示。SiC MOSFET 在功率因数校正电源、光伏逆变器、用于 EV/HEV 的直流/直流、用于 EV 的牵引逆变器、电机驱动器和铁路中慢慢的变常见，而 IGBT 在电机驱动器 （交流电机），不间断电源 (UPS)、小于 3kW 的集中式和串式光伏逆变器以及牵引逆变器 EV/HEV 中很常见。

  SiC MOSFET 与硅 (Si) MOSFET 和 IGBT 相比有何系统优势？

  中使用了很久。不过，SiC MOSFET 已成为一项新技术，鉴于其固有的材料特性（宽带隙 (WBG) 材料），其优势已超过这一些器件。表 1 中总结了这些特性。与使用 Si 器件的系统相比，SiC的材料特性可直接转化为系统级优势，包括更小的尺寸、更低的成本以及更轻的重量。因此，SiC MOSFET 正在逐渐取代 Si 功率器件。

  Si MOSFET、Si IGBT 和 SiC MOSFET 均可用于电源应用，但其功率水平、驱动方法和工作模式不一样。功率 IGBT 和 MOSFET 在栅极均由电压进行驱动，因 为 IGBT 内部是一个驱动双极结型晶体管 (BJT) 的 MOSFET。由于 IGBT 的双极特性，它们以低饱和电压 承载很大的电流，以此来实现低导通损耗。MOSFET 也具 有低导通损耗，但取决于器件的漏源导通电阻 RDS(ON) 与导通状态电压。Si MOSFET 承载的电流要小于 IGBT，因此 IGBT 用于大功率应用。MOSFET 用于重视高效率的高频应用。就器件类型而言，SiC MOSFET 与 Si MOSFET 相似。不 过，SiC 是一种 WBG 材料，其特性允许这一些器件在与 IGBT 相同的高功率水平下运行，同时仍然能够以高频 率进行开关。这些特性可转化为系统优势，包括更高的功率密度、更高的效率和更低的热耗散。表 2 列出了这一些器件之间的一些主要差异。

  隔离对于系统可靠性和人身安全而言至关重要。能够正常的使用各种各样的形式的电气隔离。三种主要的类型是光学隔离、磁隔离和电容隔离。每种类型使用不相同的方法将交流或直流信号可靠地传输到输出，无需实际的电气连接。光学隔离（如图 2 所示）通过驱动 LED 灯来传输信号。LED 位于光晶体管附近，光晶体管将光信号转换为由互补金属氧化物半导体 (CMOS) 电路缓冲的电流。磁隔离（如图 3 所示）使用变压器的绕组通过磁场在气隙中传输信号。输入端的磁场在输出端感应出与原始信号成正比的电流。在选择正确的隔离栅类型时，主要考虑因素是隔离级别、CMTI 等级以及降级和寿命。德州仪器 (TI) 电容隔离技术的工作电压由时间依赖型电介质击穿 (TDDB) 决定，其中考虑了所有降级机制。与基于光耦合器和基于变压器的隔离相比，TI 的电容技术显示了处理更高应力电压的能力。

  许多系统包含低电压和高电压电路。这些电路相互连接，将所有控制和电源功能结合在一起。例如，图 5 显示了牵引逆变器的方框图。这包括初级侧的低电压通 信、控制和主电源电路。次级侧具有高电压电路，包括电机驱动器、功率级和其他辅助电路。控制器使用来自高电压侧的反馈信号，并且容易受到高压的影响，因此假如没有隔离栅，则会造成损失破坏。隔离栅通过形成单独的接地基准将初级侧电路与次级 侧电路进行电气隔离，这也称为电隔离。这种隔离可以有效的预防不需要的交流或直流信号从一侧传输到另一侧。初级侧不会超过电路的最大额定值。此外，人可能会触及控制电路，因此就需要采用高电压隔离以防止电击。有三种主要类型的隔离：功能隔离、基本隔离和增强型隔离。功能隔离指确保正常运行但不防止电击的隔离 级别。只要隔离栅完好无损，基本隔离就能够给大家提供足够 的电击防护。安全准则要求使用增强型隔离，这是基本 隔离级别的两倍，用于提供冗余。

  驱动强度指栅极驱动器的拉电流和灌电流能力。驱 动器强度的选择取决于所使用的电源开关 (IGBT 或 MOSFET)（基于其栅极电荷）。栅极电荷是所需的电荷 量或给定时间段内的电流，用于对输入电容进行充电 和放电，CISS = Cgd+ Cgs，如图 6 所示。栅极电荷表示为 一段时间内栅极电流的积分，并重新调整以求解所需 的栅极电流：

  其中 trise/fall 是栅极电压提高开关速度所需的上升和下 降时间。栅极电荷在大多数数据表中表示为如图 7 所 示的图，其中描述了电荷分布到 Cgd 或 Cgs 的区域。最 关键的区域是米勒平坦区域，在该区域中对 Cgd 进行充 电并且栅极电压保持恒定。在该区域内，器件上切换的 电压会改变状态并导致开关损耗。因此，驱动器应该能够在该区域内提供最大的驱动强度。栅极驱动器所需 的功率由下式给出：

  图 7：功率器件栅极电荷图对于驱动电源开关而言，分离输出为何比 单个输出更好？

  栅极驱动器在电源开关器件的栅极上拉取和灌入电 流，以使其导通和关断。开关电源器件的速度取决于驱 动电流。要计算驱动器可用的驱动电流，应使用施加的 栅极驱动电压和栅极电阻：

  栅极电阻器控制器件的瞬态电压 (dv/dt) 和瞬态电流 (di/dt) 的速度，以限制开关噪声和开关损耗。对于功率 器件，上升时间、下降时间以及导通和关断之间的延迟 通常是不同的，因此就需要单独考虑。例如，关断时的 di/ dt 可能会引起较大的电压过冲，因此降低开关速度是有 益的。不过，在导通期间，最好快速进行开关，以降低开 关损耗。栅极驱动器可具有单个或分离输出。图 8 显示了单 输出驱动器。在这种情况下，二极管会分离导通和关断 的控制。这会增加物料清单，占据栅极驱动器板上的更 多空间，并且增大栅极回路中的阻抗。作为替代方案， 分离输出驱动器具有单独的导通和关断路径，用于完 全独立地控制驱动拉电流或灌电流强度。关断时具有 较低的 RG 对 SiC MOSFET 是有利的，可以有效的预防由于快 速开关和米勒电流引起的误导通。因此，分离输出（图 9 ）是高效且安全地控制功率器件的最佳选择。

  GBT 和 SiC MOSFET 在开关瞬变期间会因电压和电 流重叠而产生损耗，如图 10 所示。栅极电流或驱动强 度决定了器件输入电容器的充电和放电速度，在图中 表示为 tsw。当栅极电流增大时，tsw 减小。如果电流过 小，则损耗升高。所需的栅极驱动强度取决于器件的 栅极电荷 QG，如图 11 所示。能够正常的使用以下公式计算在 V gs 增大至超过 Vth 到最大驱动电压 VDRV 期间（时间为 ton）为器件充电所需的平均电流：

  该电流是使器件完全导通所需的平均电流。不过，我们 感兴趣的区域是米勒平坦区域，在该区域中栅极电压 在开关瞬态期间保持恒定。栅极驱动器一定要能在该 区域期间提供最大电流，以降低开关损耗。这取决于栅 极电阻器和该平坦区域期间的驱动电压。SiC MOSFET 可以非常快速地进行开关，从而适合大功率和高频率 应用。栅极电流必须很高才能使器件提供这些好处。更 快的开关速度可最大限度地减少无源组件，从而减小 总体系统尺寸和重量。在快速且高效地开关时，IGBT 和 SiC MOSFET 均可提供系统级优势。

  死区时间在许多开关模式电源转换器、逆变器和电机 驱动器中至关重要。死区时间是指两个器件采用半桥 配置时都不进行开关以避免任何潜在重叠的时间 段，如图 12 所示。有几个因素可以影响死区时间设置：脉冲宽度失真、传播延迟以及上升和下降时间。脉冲宽 度失真由上升沿和下降沿的传播延迟不匹配决定，如 图 13 所示。传播延迟也至关重要，特别是在针对高侧 和低侧使用两个单独的驱动器时。这两者之间可能发 生不匹配情况，如图 14 所示。此外，上升和下降时间也 可能会影响这些信号的重叠。这些参数中最大的是最小 允许死区时间，加上一定的误差幅度。在电源系统中，保持最小死区时间以提高转换器效率 至关重要。在死区时间期间，电流向回流过 IGBT 或 MOSFET 体二极管，如图 12 所示。体二极管的压降比 器件本身大得多，因此导通损耗更高。死区时间越长， 损耗就越高，以此来降低效率并产生热量。因此，最好通 过使用具有低脉冲宽度失真、低传播延迟和短上升和 下降时间的栅极驱动器来最大限度地缩短死区时间。

  由于 SiC MOSFET 等 WBG 器件，现在能够正常的使用高频电 源系统。在这些系统中，更高的频率能够最大限度地减 少滤波组件，从而最大限度地减小系统，因此可以在一定程度上完成 更高的功率密度。不过，更高的频率也代表着更高的开 关损耗。因此，最大限度地降低损耗至关重要。传播延 迟是栅极驱动器的关键参数之一，它可能会影响高频 系统的损耗和安全性。传播延迟定义为从输入的 50% 到输出的 50% 的延时时间，如图 15 所示。该延迟会影 响器件之间切换的时序，这在器件之间的死区时间或 关断时间受限的高频应用中至关重要。死区时间是必 需的，用于确保两个器件不会同时导通，而同时导通可 导致击穿并降低效率。如果死区时间小于传播延迟，则 两个器件将同时导通，如图 16 所示。不过，使死区时间大于传播延迟会导致系统效率降低。在使用 SiC MOSFET 时该结果至关重要，因为在死区 时间期间电流会向回流过体二极管。该二极管两端的 压降很大，因此会增加损耗。传播延迟至关重要的其他 应用包括并联 MOSFET 和 IGBT 并以最小的导通延迟 差异同时驱动它们。通常，最好使用具有低传播延迟的 栅极驱动器，并且在高频系统中提高效率至关重要。

  当使用多个驱动器来驱动电源和逆变器应用中的同步 开关时，传播延迟是电源系统中的关键参数。延迟会影 响设计到系统中的死区时间，以防止两个器件同时打 开或同时驱动多个并行器件。双通道栅极驱动器同时 具有用于上下开关的输出，高侧和低侧输出之间的传 播延迟可能会有所不同。不过，使用两个单通道驱动器 也很常见（如图 17 所示），可将其放置在更靠近功率器 件的位置。如果两个驱动器具有相同的传播延迟规格， 则可以设计死区时间，以一定的误差幅度匹配该规格。由于器件之间的差异（例如，高侧驱动器的传播延迟比 低侧驱动器更长），也可以将传播延迟指定为较宽的范 围。图 18 显示了一个不匹配的传播延迟与上升时间 和下降时间示例，这会在某些开关周期（甚至包含死区 时间）内导致重叠。在这种情况下，您需要大幅度增加 死区时间设置以防止击穿，因此会降低转换器效率。不 过，如果驱动器具有严格的器件到器件传播延迟匹配， 则能减小死区时间，而不必牺牲效率或担心安全性。

  高 UVLO 为何对于 IGBT 和 SiC MOSFET 电源开关的安全运行而言很重要？UVLO 监视栅极驱动器的电源引脚，以确保电压保持在 特定的阈值以上，从而确保正常工作。在次级侧，UVLO 额定值设置了打开电源开关所需的最小允许驱动电 压。栅极电压对导通损耗和开关损耗都有影响。由于可 用栅极电流减小，因此当 VGS 较小时，开关损耗将增加， 从而使开关速度更慢：

  导通损耗对于系统性能而言至关重要，并且高度依赖 于 VGS。如图 19 所示，当栅极电压降低时，IGBT 和 SiC MOSFET 的输出特性会发生明显的变化。对于 SiC MOSFET， 这种变化越来越明显。例如，如果某个 IGBT 的 UVLO 为 10V，则该器件仍会在特定的电流水平下以类似的导通 损耗运行。不过，对于 MOSFET，与较高的驱动电压相 比，其导通损耗将高得多。高导通损耗的结果是导致更 低的效率和发热，从而缩短寿命。一个次要的考虑因素 是栅极驱动架构。SiC MOSFET 和 IGBT 通常使用负电 压轨，以实现更佳的关断性能和可靠性。如果 UVLO 以 VEE 为基准，则最小驱动电压可能甚至低于规格。通常 最好使用较高的 UVLO 电压，以确保跟着时间的推移 实现低导通损耗和更佳的可靠性。

  图 19：IGBT 和 SiC MOSFET I-V 曲线：以 COM 为基准的 UVLO

  大功率应用容易受到电源开关中大电压和电流瞬变的 影响。该噪声可能耦合到与栅极驱动器相连的控制信 号线。结果，栅极驱动器输入端可能会产生意外的电压 尖峰，因此导致驱动器在不应该使电源开关器件导通 时将其导通。由于输入电容和栅极电阻，因此该脉冲可 能很小，以至于不足以使功率器件完全导通，因此导致 大量的导通损耗。如果两个器件在半桥中互补开关，则 在其意外地同时导通时，有几率会使击穿问题。击穿允 许大电流流过器件，可能损坏其中一个器件或使两个 器件都损坏。输入抗尖峰脉冲滤波器能抑制环境噪声，从而使驱 动器输出看不到干扰。干扰抑制通常约为 20-30ns，相 应开关频率为 50MHz，该频率不接近于 IGBT 或 SiC MOSFET 应用的常见开关频率。干扰滤波器可以同时 抑制正脉冲和负脉冲，以防止器件意外导通或关断，如 图 21 和 22 所示。在栅极驱动器中集成抗尖峰脉冲滤 波器可改善高噪声环境中的驱动器性能，并保护器件 免受可能的故障影响。

  IGBT 或 SiC MOSFET 对它们在其中运行的系统的运 行至关重要，因此对其进行保护很重要。这一些器件不 仅对于高效运行而言至关重要，它们也是系统中最昂 贵的组件之一。将器件布置在半桥中（如图 23 所示） 时，它们不能同时导通。因此，在开关改变状态和两 个器件都关断之前使用死区时间。如果两个器件同时 导通，则会发生击穿并导致大电流尖峰和潜在的故障。如果死区时间计算不正确（过短、驱动器之间的传播延 迟不同或输入端噪声），则会发生击穿。互锁是一项集成在栅极驱动器中的功能，可防止击穿。逻辑电路结合了栅极驱动器的正输入和负输入，因此 它们永远无法同时导通。可以将其视为一项集成的死 区时间功能，其中考虑了驱动器的固有延迟。即使用户 编程的死区时间出错，驱动器互锁也不会允许两个输 出同时打开。可以为单输出或双通道驱动器实现互锁 如图 24 和 25 所示。在双通道驱动器中，输入通道在 内部连接在一起；在单输出驱动器中，输入在外部连接 在一起。

  由于封装材料限制，分立电源开关和电源模块设计为 在特定的温度范围（通常为 -50°C 至 150°C）内工作。不 过，开关引起的功率损耗和导通损耗将导致芯片发热， 因此导致其随时间的推移而损坏或完全毁坏。器件的运 行环境可能包含极高的热量，这也可能会引起裸片温度过 高。通常，电源系统模块设计人员会首先在温度达到特定的 限值时降低功率，然后在温度超过最大阈值时完全关闭 转换器。为此，使用温度传感器来监测器件温度。温度测量精度是重要的条件，因为在不必要的情况下，降 低功率是不可取的。如果精度很差，则该器件可能仍会 承受过多的热量并跟着时间的推移而退化。当降低散热 器设计的成本时，高度精确的测量还提供了裕度空间。通常使用热敏电阻或热敏二极管监测温度。负温度系 数 (NTC) 热敏电阻通常监测 IGBT 电源模块中的温度， 并集成在靠近器件的位置，以便提供最精确的读数 （图 26）。

  共模瞬态抗扰度 (CMTI) 是隔离式栅极驱动器的一项 主要规格。CMTI 是施加在两个隔离电路之间的共模电 压 VCM 上升或下降的最大容许速率，如图 27 所示，单 位为千伏/微秒 (kV/us) 或伏/纳秒 (V/ns)。为了改变测 试的压摆率，可以增大电压或减小时间间隔。该隔离等 级与其他静态隔离或浪涌等级不同，因为它以更快的 变化率施加。大功率开关能够在几百纳秒内改变电压 和电流 - 对于 SiC MOSFET，该时间短于 100ns。这会 产生非常大的电压瞬变，通常大于 100V/ns。栅极驱动 器在每个开关瞬间都会经历这些电压摆幅，尤其是在 驱动器以开关节点为基准时，如图 28 所示。因此，驱动 器需要可承受高于额定水平的 CMTI，以防止低压电 路侧产生噪声，并防止隔离栅发生故障。

  电源转换器和逆变器使用电压、电流和温度传感器来 提供反馈控制，优化系统性能或防止产生故障。例如， 三相电机驱动器使用电流反馈来调节电机的转速和扭 矩。如果电流测量不精确，则电机会产生扭矩纹波，从 而无法正常运行。如图 29 所示，可以测量系统中的各种信号，包括相电 流、电压和温度。出于功能和安全原因，对这些信号进 行隔离，从而将低压控制侧与高压感应侧分开。在低电 流系统中，使用分流电阻器在相线上的一个分流上测 量相电流，其中参考节点位于逆变器的开关节点上。如 果未隔离此信号，则控制侧将看到 VDC 的高压摆动，低 压电路将损坏。此外，人可能会触及控制箱，因此就需要 采用高电压隔离以防止电击。测量精度取决于系统要求。通常，电流和电压必须十分 精确（在 ±1% 以内），因为它们会反馈到控制器，用于 直接改善系统输出。通常，温度不需要如此精确；处于 ±3% 至 5% 的范围以内就足以防止由于过热而导致 故障或降低功率以冷却系统。

  GBT 和 SiC MOSFET 通常用于大功率逆变器、转换器 和电机驱动应用。由于高功率水平和这些快速开关器 件，在每个开关瞬间都会产生很大的 dv/dt 和 di/dt。在理想情况下，这些快速瞬变对系统有利，并且不会造 成任何负面影响。实际上，电路和开关器件包含与这些 瞬变相互作用的寄生电容和电感，从而可能对系统造 成破坏。具体而言，dv/dt 可能会通过在上部器件 S1 开启时错 误地使半桥中的下部器件 S2 导通导致击穿，如图 30 所示。Vds 或 dv/dt 的快速增加导致电流流过寄生电容 Cgd 或Cge

  （该寄生电容称为米勒电容，位于 MOSFET 内），其路径如图 31 所示。相应的关系为：米勒电流根据栅极电阻以及 Cgd 与 Cgs 之比在栅极上 产生电压。如果压降大于阈值电压 Vth（如图 32 所示）， 则该器件可能会导通并引起击穿，因此导致过大的电 流和功率耗散。

  电源开关的电压瞬变 dv/dt 与寄生米勒电容器 Cgd 相 互作用，导致电流流过栅极并可能会引起误导通。米勒电 容是基于功率器件的物理特性的固定参数，无法更改。下一个解决方案是减小 dv/dt。通常，会调整栅极电阻 器 Rg 以调节驱动强度，从而将开关速度降低至可接受 的水平。不过，增大 Rg 也会通过减慢开关速度来增大 开关损耗。米勒钳位可以在不影响开关效率的情况下 重定向电流。米勒钳位以米勒电容器命名，是一种低阻抗开关，可重 定向由 dv/dt 引起的电流。米勒钳位通过将 MOSFET 的栅极接地或与负电压轨相连，将器件保持在关断状 态。实施米勒钳位的一些主要考虑因素是位置和下拉 电流能力。位置决定了阻抗，从而决定了钳位的有效 性；阻抗越高，其有效性越差。下拉能力决定钳位是否 能够重定向足够的由 Cgd 产生的电流，以防止误导通。如果下拉电流过小，则钳位无效。

  米勒钳的位置会极大地影响其有效性。钳位的目的是为 米勒电流提供一个低阻抗路径，使其流向接地端。如果 钳位的位置远离开关器件，并且布局未经过优化，则钳 位路径中的阻抗可能大于通过栅极驱动器的阻抗。根据 系统评估是需要内部还是外部米勒钳位很重要。内部米勒钳位位于驱动器 IC 内。使用内部钳位可减少 构建电路所需的组件，但其位置可能远离电源开关。米 勒电流的路径中可能具有寄生电阻和电感 Rp 和 Lp ，如 图 35 所示。如果该电流足够大，则米勒钳位不会对驱 动器性能产生太大的影响。外部米勒钳位由驱动器控制，但位于外部，如图 36 所 示。这样，可以将钳位放置在非常靠近电源开关的位 置，以减小电流路径中的任何阻抗。该实现最适合具有 高 dv/dt 的器件。

  在电位不同的导体之间建立电气连接时会发生短路， 从而形成就没有阻抗的路径。在这种状态下，电流不 再受到限制，可能达到破坏性的水平。短路可能由各种 问题造成，包括接线不良、过载情况或控制故障。短路是逆变器、转换器和电机驱动器等电力电子科技类产品 中最普遍的故障之一。短路可能会引起电源开关器件发 生灾难性故障。IGBT 或 SiC MOSFET 等开关具有有限 的基于其热容量的电流承担接受的能力。过大的短路电流 （远高于额定水平）会导致裸片中产生大量的热耗散。在图 37 中，VDC 通过 S1 与 VOUT 短接。当 S2 导通时，短 路电流通过开关迅速增大（如图 38 所示），因此导致 过热和损坏。因此，有必要使用保护电路来检测何时发 生短路，然后在出现故障之前关闭功率器件。根据器件 能承受过流事件的允许电流水平和时长来设计保护 电路。

  可以通过多种方法来检测短路。方法的选择取决于功 率器件的类型、系统电压和电流额定值、精度要求及成本限制。短路感应就是直接或间接测量流经 IGBT 或 SiC MOSFET 的电流。请参阅表 4。

  快速短路反馈对于将器件保持在其安全工作范围内而 言至关重要。发生短路时，电流会迅速增加至超过器件 额定值的水平，从而由于功率耗散而发热。根据电流水 平和保持该电流水平的时间，器件可能损坏。给定时间 段内耗散的功率称为短路能量（如图 39 所示），器件可 以承受的最小能量称为其临界能量 EC。EC 的定义不一定总是很明确，但您能够准确的通过结至外壳 热阻 Zthjc 图进行估算，如图 40 所示。该图显示了 Zthjc (°C/W) 与脉冲时间 tp 之间的关系（采用变化的占空比 D）。热阻至关重要，因为它定义了裸片的热容量。通常， 器件需要保持在指定的结温 Tj 以下，临界能量的计算 公式为：脉冲宽度能够在一定程度上帮助确定短路反馈电路一定要达到多快的 速度，以防止器件过热。这对于 SiC MOSFET 尤为重 要，因为它们快速进行开关，从而使电流可以迅速增 大，并且它们具有很小的裸片尺寸，因此与 IGBT 相比， 它们的短路承受时间 (SCWT) 更短。因此，缩短测量过电流事件的时间并选择相应的保护电路至关重要。

  IGBT 中的过电流会导致去饱和。各种短路事件都可能会引起去饱和，在这些事件中电流会迅速增大至超过器 件最大额定值的水平。当 IGBT 去饱和时，从饱和区移 到有源区，会消耗上限功率，因此导致过热并会造成 灾难性损坏。因此，通过限制电流 Ic 以确保在饱和区域 内运行 IGBT 至关重要。在电流膝点（如图 41 所示）处，器件开始转换到有源 区域。此时，Ic 停止增大，而 Vce 继续增大。保护电路旨 在经过测量电流或监测电压水平是不是达到预设的阈值 （分别为 IDESAT 和 VDESAT）来检测该转换。最常见的保护 电路称为 DESAT 保护，它监测导通状态电压 Vce，以检 测何时达到阈值。在这种情况下，选择 VDESAT，使其处 于电流膝点区域内（通常为 7V 至 10V）。在正常运行期 间，VDESAT Vce。当 VDESAT Vce 时，将触发 DESAT，该电 路将安全地关断 IGBT，以防止损坏器件。DESAT 电路 可以集成到栅极驱动器中，也能够正常的使用分立组件实现

  DESAT 检测必须充足快地触发，以防止发生灾难性故 障。不过，由于系统的非理想性（例如功率器件的非理 想开关，其中完成电压和电流转换在大多数情况下要数百纳秒 的时间），立即进行 DESAT 检测有几率会使不精确的 故障触发。如图 42 所示，首先是电流上升，然后电压下 降。DESAT 在导通状态期间检测电压 Vce 或 Vds，因此 应将测量延迟到器件完全导通且电压达到其最低值之 前进行。此外，在快速电压瞬变之后可能会发生振荡， 因此导致 DESAT 电压上升到阈值以上。由于这些原 因，DESAT 电路设计具有称为消隐时间的固有延迟，该 延迟应至少为 t4-t0。如上所述，消隐时间 tBLK 应足够长，以防止误跳闸，但又应足够短，以在器件损坏之前将其关闭。建议的消隐 时间通常大约为 2µs，该值小于 IGBT 的 SCWT。SCWT 由给定时间段的最大允许功率耗散定义。DESAT 电路设计采用图 43 中所示的组件，这些组件包括一个电流 源 ICHG、一个电压基准 VDESAT 和一个电容器 CBLK。消隐时间计算公式为：

  DESAT 保护电路需要仔细考虑适当设置消隐时间、DESAT 阈值电压和高压阻断二极管。消隐时间 tBLK 必须充足 长，以防止误触发，但必须短于器件的 SCWT。消隐时 间设置取决于 IGBT 的特性。通常在具有 DESAT 功 能以及阈值电压 VDESAT 的驱动器 IC 中提供充电电流 I CHG，如图 44 所示。根据直流总线电压设置DHV。当 VDC 的范围 为千伏级时，DHV 可以是多个串联的二极管。DHV 的反 向恢复应极小，以防止反向电流引起误跳闸。最好使 用迅速恢复二极管，以防止产生错误的 DESAT 故障信 号。此外，多个高压二极管能够在一定程度上帮助调节实际阈值电 压 VDESAT,actual，其中从 VDESAT 中减去二极管数量乘以其 正向电压所得的值。VDESAT 是 DESAT 故障触发时的基准电压，该基准电压在具有集成 DESAT 保护功能的栅 极驱动器中设置。实际检验测试电压能够准确的通过消隐电阻器 RBLK 和高压二极管的正向压降进行调节。您一定要使用 所有这些组件来精确地设置 DESAT 电压。因此，实际检验测试电压为：

  DESAT 是最常见的过电流保护电路，由于易于实现，因 此是许多应用的默认选择。不过，IGBT 与 SiC MOSFET 之间有固有差异，这些差异使 DESAT 保护与 SiC MOSFET 相比更适合 IGBT。图 45 显示了 IGBT 和 SiC MOSFET 的 I-V 特性。对于相同的额定电流和电 压，IGBT 到达有源区域时的 Vce 比 SiC MOSFET 转 换到饱和区域时相应的 Vds 水平低得多。从本质上 讲，IGBT 限制了耗散的功率，因为电流停止增加。在 SiC MOSFET 中，电流持续增大，而 Vds 也增大，由于 高功率耗散和产生的热量，导致器件以更快的速度发 生故障。此外，SiC MOSFET 比 IGBT 更快地达到最大 功率耗散点，因为它们的开关速度要快得多。IGBT 的去饱和电压通常为 7V-10V，而 SiC MOSFET 的去饱和电压没有明确定义的范围。因此，为 IGBT 选 择 DESAT 电压较为简单，但这对于 SiC MOSFET 而言 几乎是不可能的。可以在进行一些修改后将 DESAT 用 于 SiC MOSFET，但不会实现最佳性能。SiC MOSFET 具有比 IGBT 更短的 SCWT 并且开关速度更快，因此 时序至关重要。分流电阻器电流监测或过电流检测等方法最适合 SiC MOSFET。

  DESAT 作为一种短路保护形式在 IGBT 中很常见， 但由于其 I-V 特性，并非始终适合 SiC MOSFET。SiC MOSFET 从线性区域到饱和区域的转换尚不明确，因此使用单个电压阈值进行 DESAT 检验测试可能不太精确。一种更适用的检测形式是过电流检测，它测量流经精 确分流电阻器 Rshunt 的电流。考虑到 Rshunt 中会流过很 大的电流，其测量确实会导致更大的功率损耗。结果， 由于自热，其精度也可能更低。分流电阻器值通常处 于毫欧级范围以内，测量的电流根据欧姆定律 (V = I * R) 得出。与 DESAT 相比，分流电阻器监测更加精确并 且所需的电路更少。更少的电路还意味着响应速度更 快，这对于 SiC MOSFET 而言至关重要，因为它们的 SCWT 比 IGBT 更短。未解决功率损耗问题，有些电源模块包含集成的电 流调节功能，以减小流经分流电阻器的电流（图 46）。模块中内置的分流电路可降低分流电阻器中耗散的功 率，相应的比率由功率器件制造商提供。该方法的功耗 比典型的分流电阻器测量要低，从而能够实现更精确 的电流测量。

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